Hardware: Unterschied zwischen den Versionen

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Version vom 14. April 2013, 13:36 Uhr

RT-Steuerung

Die Steuerung des Radioteleskops erfolgt durch einen Controller im Fuß des Teleskops, der mittels LX200-Messages über eine RS485-Verbindung von einem PC im Kontrollraum (ca. 20m entfernt) angesprochen wird.

Controller

Schematic | Layout

Sourcecode der AVR-Firmware als Snapshot aus dem SVN-Online Repository: https://rm-radeberg.dyndns.org/trac/browser/trunk/avr/radio/aktuell

RS-485 Interface

Rev.1: Schematic | Layout

Datenerfassung

ADC

Spektralanalyzer/Solarspektrometer

Es kann ein max 3,2Mhz (resp. 2x1,6Mhz) breiter Ausschnitt im Bereich 65Mhz... ca. 1700(?)Mhz (mit Lücken) gezeigt werden. Direktmischverfahren aus der Konsumerelektronik (DVB-T). Für breitere Anwendungen (abschnittsweise Abtastung) ist die bisher bekannte Auslese über USB-Schnittstelle in die Puffer des ALSA-Soundsystems möglich, aber langsam. Mounten von Partition Media weg auf einen anderen Punkt nötig. [1] GUI: gqrx aus dem GNU-Radio-Programm; Scans ebenfalls per Python-Applikation [2]

Realtek RTL 2832U, Oberseite. Der Tuner unten rechts, links der Controller

RF/IF

Antenne

An dieser Stelle sind die Ergebnisse der Parabolantenne mit Hohlleitererreger zusammengefasst. Sie basieren auf der Berechnung mit einem 3D-Maxwellsimulator nach der Finite Elements Method (FEM). Bei dem Feedhorn handelt es sich um einen Rundhohlleiter mit λ/4-Erregerstift. Zwei Varianten, Feedhorn ohne und mit zusätzlichen Choke-Ring werden miteinander verglichen. Der zusätzlichen Choke-Ring dient zur Aufweitung der Halbwertsbreite des Feeds, um die Stromverteilung auf der Schüssel und damit die Ausleuchtung zu verbessern. Der Reflektor selbst ist ein Paraboloid mit einem Durchmesser (D) von etwa 3m und einer Tiefe von 75cm. Die Brennweite (f) selbst ist aber 77cm so, dass f/D=0,26 ein sehr kleines also ungünstiges Verhältnis darstellt. Die Halbwertsbreite muss also stark aufgeweitet werden, um das Feld optimal über dem Reflektor zu verteilen und die Effektivität der Antenne zu erhöhen. Ausgangspunkt der Parameter sind die Ergebnisse nach der Kumar-Feed-Berechnung:

Folgende Änderungen hatten sich bei der Berechnung als günstig erwiesen:
1. Die Hohlleiterwellenlänge war etwas kürzer (34,7cm) als berechnet (36,2).
2. Die Länge des Hohlleiters wurde vergrößert (von 27,2cm auf 52cm) um den ersten parasitären Ausbreitungsmode (TM01-Welle) besser zu unterdrücken.
3. Es ergibt sich dadurch eine andere Position des Erregerstiftes (9,1cm auf 12,6cm), der entsprechend einer optimalen Anpassung platziert wurde. Dies ergibt sich durch die Änderung der Hohlleiterwellenlänge und des damit verbundenen Stehwellenverhältnisses.

Auf den folgenden Bildern sind links die Ergebnisse ohne und rechts mit Choke-Ring dargestellt.

Der maximale Antennengewinn wurde durch den Choke-ring von 8dBi auf 6dBi reduziert und das Feld räumlich breiter verteilt.

Die Halbwertsbreite wurde von 34° auf 42° erhöht. Die 14dB-Breite bleibt aber etwa konstant bei 88°.

Die oben beschriebenen Hornstrahler wurden nun gemeinsam mit dem Reflektor berechnet.

Es ist zu erkennen, dass sich durch die Maßnahme des Choke-rings sich die Abstrahlcharakteristik der Antenne nicht geändert hat. Dies kann damit zusammenhängen, dass in beiden Varianten die Gesamtenergie innerhalb der Schüssel platziert ist (kein Spill-over an den Rändern des Reflektors) und die Verluste durch die Feedabschattung verursacht werden. Dabei scheint die Verbreiterung der Abstrahlung durch die größere Feedfläche vollständig kompensiert zu werden.

Durch den Choke-ring wird der Strombelag ein wenig nach außen gedrückt. Er konzentriert sich nicht mehr nur im ersten Ring um das Zentrum der Schüssel sondern verteilt sich besser auf mehrere Ring. Die Unterschiede sind aber sehr gering!

Die Halbwertsbreite der Antenne ist etwa 2,5° bei einem Antennengewinn von 29,3dBi. Das Signal wird über eine 1,5m lange 50Ω-Leitung zum Erreger geführt. Damit ist ein Leistungsverlust von etwa 0,6/0,7dB verbunden. Man kann also bei der Antenne selbst von einem Gewinn von 30dBi ausgehen. Der Plot mit Choke-ring zeigt eine zweite Kurve die die Auswirkung eines De-fokus von 1cm entspricht (Fokalpunkt 76cm).

Zum Vergleich einige theoretische Betrachtungen, um die Güte der Antenne besser einschätzen zu können.
Der maximal mögliche Antennengewinn der Antenne ist G=A+4π/λ². Wobei A die Kreisfläche mit einem Durchmesser von 3m darstellt (Fläche senkrecht zur Strahlungsrichtung also Antennenwirkfläche). Man erhält G=2008 oder g=33dBi. Bei einem simulierten Gewinn von 30dBi (3dB entspricht der halben Leistung) kann man also von einer Effizienz von η=50% ausgehen. Dies liegt im Bereich der in der Literatur (Paul Wade W1GHZ - Microwave Antenna Book) beschriebenen Werte.

Ein Coffe-Can-Feed (ohne Choke-ring) arbeitet mit einer Effizienz von 60% bei f/D=0,25, einer Feedöffnung von 0,76λ und einem Schüsseldurchmesser von 10*λ (bei uns 14*λ). Man kann das Maxima der Effizienz von f/d=0,35 aud f/D=0,25 verschieben, indem der Hohlleiterdurchmesser verringert wird. Bei 0,6*λ ist dies mit einer Effizienzsteigerung um 5% der Fall. Nachteil ist eine Verschiebung der Hochpassgrenzfrequenz des Hohlleiters, so dass man schon mit 1,5dB Verlust beim gewünschten Ausbreitungsmode TE11 rechnen muss.

Ein Kumar-Feed (mit Choke-ring) wird mit einer Effizienz zwischen 58-68% bei f/D=0,25 und einem Abstand des Choke-Rings von der Feedöffnung von 0,17*&lambda-0,34*λ angegeben. der derzeitige Aufbau verwendet einen Abstand von 0,26*λ. Man könnte hier also noch weitere Untersuchungen machen, ob eine weiteres Verschieben des Choke-rings zum Feedhornende hin eine weitere Effizienzsteigerung zurfolge hat. Das Kumarfeed verschiebt leider das Maxima der Effizienz zu kleineren f/D nur ganz minimal, sondern erhöht das Maxima selbst bei einem f/D=0,35. Die Effizienz des derzeitigen Aufbaus bei f/D=0,25 selbst bleibt bei beiden Feeds laut Literatur ungefähr konstant mit 50-55%! Dies wird durch die obigen Simulationsergebnisse ja auch bestätigt.

Aus der praktischen Erfahrung des Autors heraus, wird eine Differenz der mit NEC2 simulierten Effizienz und der Realität von einem Verlust von etwa 15% angenommen. Es ist also notwendig die Berechnungen mit NEC2 bei einer Antenne zu wiederholen, um die Qualität der Simulationsumgebung besser einschätzen und mit dem hier verwendeten Simulator vergleichen zu können.

Messung des Helix-Erregers

Es wurde die Reflexionsdämpfung des Helixerregers gemessen.

S11 - Reflexionsdämpfung des Helixerregers

Leider ist hier die Anpassung/Design eher für die doppelte Frequenz (2,8GHz) geeignet. Dieser Erreger ist für 1,42GHz ungeeignet und weist eine Reflexion von 2,4dB auf.

Vorverstärker

SLN1420

1420MHz Preamp SLN1420 von SSB-Electronics.

Es handelt sich hier um einen zweistufigen Verstärker mit einem Helix-Interstagefilter. Er hat eine Verstärkung von 27dB. Die Rauschzahl des Verstärkers liegt bei 0,9dB.

custom Preamp

Torsten Bacher hat einen Versuch unternommen, einen dedizierten Preamp für 1420MHz für unsere Bedürfnisse zu designen. Aufbau und Ergebnisse sind hier zusammengestellt. Rauschmessungen sollten auf jeden Fall verifiziert werden, da der Meßfehler hier starke Abweichungen der Rauschzahl verursacht. Optimierungen sind hinsichtlich Eingangsanpassung an das Feed (evtl. mit Cavity-Kreis) und Filterwirkung erforderlich.

Die Schaltung basiert auf den ATF34143 von Avago. Ein ähnliche Schaltung wurde schon einmal von Ernst Lankeit auf Basis des ATF36077 vorgeschlagen. Der ATF34143 hat aber den Vorteil, dass seine theoretisch minimale Rauschzahl bei 1,42GHz mit 0,14dB unter dem Wert des ATF36077 liegt. Es wurden von dem LNA zwei Varianten aufgebaut und ausgemessen, sowie die Temperaturabhängigkeit der Rauschzahl im Labor ausgemessen. Bei der oben beschriebenen Grundversion (V1) wurde ein Rauschzahl von 0,64dB bei 20°C gemessen. In der Nachfolgeversion (V2) wurde die drahtgewickelte Induktivität zur Rauschanpassung am Eingang durch einen "Freiluftdraht" mit höherer Güte ersetzt. Dadurch konnte die gemessene Rauschzahl auf 0,44dB bei 20°C abgesenkt werden.

Bias-Schaltung zur Erzeugung der Drainspannung und negativen Gatespannung

Da es sich um einen einstufigen Verstärker handelt, liegt die Verstärkung bei 13,9dB (V1) bzw. 16,9dB (V2).
Folgender Temperaturgang der Verstärkung und Rauschzahl konnte gemessen werden:

Temperatur [°C]	V1 Gain [dB]	V1 NF [dB]	V2 Gain [dB]	V2 NF [dB]
-15	14,3	0,52	17	0,38
5	14,1	0,57	16,9	0,41
15	14	0,61	16,9	0,44
20	13,9	0,64	16,9	0,44
25	13,9	0,66	16,9	0,51
35	13,9	0,66	16,9	0,51
45	13,8	0,71	16,7	0,61

Der Temperaturgang zeigt, dass es ausreichend sein sollte mittels eines einstufigen Peltierelementes die Temperatur des LNA konstant auf etwa 15°C zu halten. Ein weiteres Herunterkühlen erscheint nicht sinnvoll, da sich die Rauschzahl nicht mehr signifikant ändert (ΔNF<0,1dB).

1. Downconverter

UEK21 von SSB-Electronics (Schaltplan)

modifiziert für externe LO-Injektion (116MHz)

ZF-Filter

zweipoliger 28MHz LC-Filter

Detektor

logarithmischer Detektor basierend auf AD8307 von Analog Devices
Konversionsfaktor: 25mV/dB

Rev. 1: Schematic mit 28MHz LC-Filter

70 MHz DDS

DDS-PCB

Schematic

Clockbuffer

Schematic

Controller

500 MHz DDS

Solar-Spektrometer

Das ist eigentlich überholt durch die Anwendung des DVB-T_Sticks. Ich lasse es trotzdem stehen für die Dokumentation. --Ulli 16:19, 15. Sep. 2012 (UTC)

Schaltplan Datenblätter
Frontend	RF in koax, 45...870MHz VCC=7VDC, Gain/AGC, ZF1 out (37MHz koax SMA), ZF1 Enable, ZF2 Enable, ZF2 out (10,7MHz koax SMA), I $2$ C Bus SDA (grün), I $2$ C Bus SCL (schwarz) (beide incl. Pullups)	Frontend, Tuner 1516IH
Demodulator, ohne Detektor	AM Fieldstrength, AM, NFM, WFM, Enable, ZF2 in (10,7MHz koax SMA), Detektor Out, VCC $\geq$ 7VDC,	Demodulator
TV Demodulator	ZF1 in, AFC, Fieldstrength, AGC, VCC $\geq$ 15VDC, Video, Audio	TV-Demodulator
	noch zu komplettieren	Filterbank

Jumper in Filterbank gesetzt: Kanal 1 durchgeschaltet ohne Filter, ansonsten 280kHz Breite. Schalten: 0V=off, 5V=on

NIM-Crate

Zur Standardinstrumentierung der im Kontrollraum befindlichen Elektronik wurde der NIM-Standard (Nuclear Instrumentation Module) gewählt. NIM wurde ursprünglich 1964 ins Leben gerufen und wird durch die Konstanz der Spezifikationen in extrem vielen Bereichen, v.a. in der Forschung eingesetzt. Eine gute Zusammenstellung der Eigenschaften ist hier zu finden. Das NIM-Crate bietet Aufnahme für standardisierte Module, die durch einen Backplane-Connector mit verschiedenen positiven und negativen geregelten Spannungen versorgt werden. Hier noch eine grafische Darstellung der Pinbelegung.

Die Module werden von den hinteren Kontakten mit Spannung versorgt. Der Einschubort ist unerheblich für die Funktion.

Bereits bestehende Module:

1. Kommunikation mit Controller für Position und Antrieb

2. ADC/DAC für Signal, derzeit oberste BNC-Buchse als ADC beschaltet

3. Detektor

Geplante resp.im Aufbau begriffene Module:

4. 70MHz DDS-Oszillator für Downconversion

technische Dokumentation

technische Dokumentation des Radioteleskops als pdf-file

Datenblätter

elektronische Komponenten

Drehgeber

Motoren

Typ 627.031 (Seefrid)

Netzteil RT-Außenanlage

PSU25024-KS (FEAS)

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 ====Messung des Helix-Erregers====
-Es wurde die Reflexionsdämpfung des Helixerregers gemessen.
+Es wurde die Reflexionsdämpfung des Helixerregers gemessen.<br>
-[[Bild:helix.GIF|thumb|S11 - Reflexionsdämpfung des Helixerregers]]
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-Leider ist hier die Anpassung/Design eher für die doppelte Frequenz (2,8GHz) geeignet. Dieser Erreger ist für 1,42GHz ungeeignet und weißt eine Reflexion von 2,4dB auf.
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+Leider ist hier die Anpassung/Design eher für die doppelte Frequenz (2,8GHz) geeignet. Dieser Erreger ist für 1,42GHz ungeeignet und weist eine Reflexion von 2,4dB auf.
 === Vorverstärker ===